Kehitys puolijohdepiirien tekniikoissa Transjohtimen käyttäytyminen, siinä määrin, että esiintyy vääristymiä, joita on käytetty minimoimaan nämä efektitr tasapainotetut transjohderakenteet, vääristymiä ja paremmin havaitaan myös viritystekniikoiden vertailua, yksityiskohtainen tutkimus Laitteen tekniikka ja syvällinen analyysi johtavat transjohteen käyttäytymiseen ja suodattimen suorituskykyyn. Näin ollen aktiivisen gm-C-suodattimen suunnittelua kehitettäessä syvällisen transjohteen vaikutusten transjohteen optimaalisen toteutuksen saavuttamiseksi pitäisi näkyä kauppaa. -off välillä tasavirtavahvistus, lineaarinen IA mikä tahansa napa tai nollataajuus Gm-C-tekniikkaan perustuvissa suodattimissa on gm/C-tyyppiä Tämä tarkoittaa, että suodattimen taajuuden ohjelmointiin on kaksi perustapaa: Gm consC:n pitäminen
tai etuna säilyttää kohinavaatimukset koko esittelyssä Yllä olevien näkökohtien vuoksi vakio-C-skaalaustekniikka on suositeltava lähestymistapa erittäin korkealla taajuusalueella toimiville suodattimille, jotka keskittyvät viritettävän CMOS:n suunnitteluun kuin jatkuvaan viritykseen. dynaamisen alueen ja hyödynnä konfiguroi suodattimen mahdollinen diskreetti viritystekniikka perustuu transjohteiden rinnakkaiskytkentään, jossa haluttu aikavakio voidaan ohjelmoida digitaalisesti (Pavan etal 2000a) Tämä lähestymistapa onnistuu pitämään Q-kertoimen vakiona ja ylläpitää koko kaistanleveyden asetusTavoitteena on transjohde, joka on yhteensopiva lategitaalisten CMOS-tekniikoiden kanssa ja ohjelmoitavissa riittävän dynaamisen alueen (DR) ylläpitämiseksi. Näiden konkreettiset arvot riippuvat kustakin tietystä sovelluksesta Tässä työssä ei keskitytä vaan kokonaisanalyysin tekemiseen etsimään rakennetta, joka tarjoaa taajuuden, ohjelmoitavuuden, dynaamisen. Kaikki optimaalinen ratkaisu digitaalisesti ohjelmoitaville analogisille suodattimille VHF/UHF-alueella on hyödyntää virtatilan pseudo-differentiaalitopologioita ja transjohteen paratologiaa, joka rajoittaa sen ihanteellista käyttäytymistä erittäin hyvin knopologiaan (Smith et al, 1996). ; Zele et ai, 1996) karakterisoidaan; alkaen e-Smith-arkkitehtuurista, esitellään ja tehdään perusteellisesti kaksi erilaista transjohdetta, minkä jälkeen saadaan kunkin aktiivisen solun kaikki ominaisparametrit; VhF-transjohteisiin lisätään sitten ohjelmoitavuutta ja aktiivinen kenno perustuu klassiseen rakenteeseen, voidaan saada laaja diveble-jatkuvasti viritettävä CT-suodattimet, saavutetaanko yleisen suunnittelun ansiosta erityisiä kondensaattorirakenteita standardi digitaaliteknologioissa, käyttö MOS-rakenteesta
uS-Time AnaApplicatinnstrategiat ja ProgrSyy tähän eroon on se, että FC-yksikkösolu tarkastelee ja esitetään kuvassa 6(b)iscode-topologia Samanlaisen lähtöimpedanssin saamiseksi mnss toteutetaan käyttämällä resistanssia) vahvistuskoodin tuloresistanssin reduemoimiseksi) ja stabilemmon-tilassa. Jännitteet Toisaalta pseudoerilaisten rakenteiden käyttö on tieteellinen ohjaus, joka on syytä huomata, että tämä rakenne ei ainoastaan stabiloi yhteismuotoista jännitettä, vaan myös osittaista positiivista takaisinkytkentää. klasodisuodattimille (Smith et al, 1996; Zele et al. Näin ollen, kun otetaan huomioon tämä topologia, imple55 db ja CmrR 60 dBbe, jotka on saatu yhteismoodien luontaisella stabiiliudella. Huomaa, että themode(CM)-signaalit balansoiduissa piireissä käyttävät epävakautta ja vääristymän kulutusta, transkonduktanssia ovat vahvasti riippuvaisia CM-tulosignaaleista Lisätekniikoita voidaan käyttää ehdotetussa topologiassa, jos tarvitaan suurempaa CMRR:ää, kuten tilan esto, jotka pystyvät toimimaan matalalla jännitteellä, joka saadaan tavanomaisen transjohteen avulla, jonka Baschirotto et al, 1994; Wyszynski et ai., 1994) Tällä tekniikalla voidaan saada jopa 70 db:n CMRR-arvot4
Korkeataajuusvaste Tässä osiossa analysoidaan transjohteen kaistanleveyttä. Huomaa, että jos yksittäinen (kuva 3), kaistanleveys on rajallinen johtuen integraattorin siirtofunktion puuttumisesta. Täydellisempi malli MOs-transistorin dnsmission nollaassosioituneesta läppää loista kapasittgd, transkonduktanssin (gm) taajuusriippuvuus ja epäsovitus yhteismuotoisissa takaisinkytkentäpiireissä MOS-behextrinsic osa) on selitettävä tarkemmin ennen kuin aloitetaan täydellisen integraattorin Takins Veccount ei-kvasistaattinen malli (Tsividis, 1996), korkea. - transjohteen kaistanleveyttä analysoitaessa on otettava huomioon useita yleisiä tekijöitä. Koko transjohteen lähdön voidaan olettaa olevan oikosuljettu bulkkitranskonduktanssin ja Cgd, Cg Cas, Cbs ja Cbd &\e loiskapasitanssien yksikkösolujen vuoksi. on suunniteltu etsimään täydellinen yhteensopivuus niiden välillä. Siksi kaikilla samanlaisilla transistoreilla on ominaisuuksia paitsi kuvassa 6 esitettyjen Nll:iden transkonduktanssi gm. Tässä huomioidaan aiemmin kuvassa 3gm(Ni)ANgm(N) käytetty merkintä ja indeksointi; gm(N2)APBm(N); gm(N3)"gm(N) Näin ollen &gm"(AN-Ap)g
Solid State Circuit -tekniikan edistysaskel M:n ja M:n tai M:n ja M:n välinen ero; johtuen N-transistoreiden in- ja bias-virtojen eroista, jotka liittyvät negatiiviseen, mikä lisää järjestelmän tasavirtavahvistusta Koko integrointikapasitanssi CI ei sisällä vain ulkoista kapasitanssia, vaan myös näiden parasiittikapasitanssien Cp:n pääosuuden ja sen huomioon ottamista suurena prosenttiosuutena. kokonaisintegraatiokapasitanssista saa suuren merkityksen dMOSpacitorsilla lisättynä, riippuen teknologisesta prosessista, jossa Gs jathets Transconductor-tuloon kytketty ulkoinen liitäntä on rinnakkain Cs:n kanssa. Yksinkertaisuuden vuoksi Cs sisältää tästä lähtien vastaavan kapasitanssin kapasitanssin (C, =CsCext) Siksi kokonaisintegradC,+Cp, mukaan lukien loisvaikutukset, ulkoinen tanssi ja ekvivalenttimalli. Ensinnäkin johdetaan malli yksikkösolun V-I-muunnokselle molemmissa toteutuksissa transkonduktanssisolun4 kaistanleveyden lisäksi.
1 Hs:n suurtaajuusmalli yhdistää parametrit, jotka liittyvät piensignaalivalenttipiirin impedansseihin. Loput elementit: g(N), gds(N), gas(NC), gds(PC) ,gm(PC), Cga(n)ja Cds(NC) edustavat suoraan vastaavan transistorin parametreja. Kuva 8 Vastaava korkeataajuus hs-yksikkösolulleCi (N)=C (N)+Cs (N) C(x) =C (N)+Cu(N)+C(NC)+C (NC)C=C(PC)+CH(PC) Cut =Ca(NC)+CM(NC)+Cg(PC)C(P) )=C(P)+Cd(P)+CM(P)+Cat(PC)+Ca,(PC) Taulukko 1 Pienen signaalin parametrit HS-yksikkökennolle
US-Time AnaApplicatin -strategiat ja ohjelmoitavuus Fc-yksikkösolun korkeataajuinen malliFllodel f:lle kuvassa 6(b), jossa X(N) ovat parametrit, jotka liittyvät taitettuun transistoriin liittyvään MN-tratoosiin, x (P) ne liittyvät virtaan, joka liittyy taitettuun transistorin virtaan, joka on toteutettu yhdellä NMO-transistorilla, kuten aiemmin on kuvattu g Kuva 9 Vastaava suurtaajuuspiiri FC-yksikön soluvalenttiselle piirille
Loput elementit: gm(N), gas(PF), Cad(N) ja Cds(PF) edustavat suoraan vastaavan transistorin parametreja(P)+2C,(P)+2C(P)+ C (PF)+C(PF&Mr(PF)=8(PF)+8n(PF)F)+C(PF)+Co(NS)+C(NS)+Ch(NS)43 Korkeataajuinen malli Täydellisistä transkonduktanssisoluista esitranskonduktorisolun vahvistus (molemmissa(s)s-s,(s+s,)1)(s+2Eq:n (8) nimittäjäkerroin johtaa kahteen loisnapaan, -d1 ja-oz , mutta vain kiinnostava asia. Molemmat näkökohdat tulevat huomioon ottamaan FC-lähestymistapa (5>>5 ja 51>>50: 51(HS)=160000 GHz, pseudo-differentiaalirakenteesta, yhteisen toimintatavan huolellinen tutkimus on pakollinen) ehdotettu topologia, th
Edistykset puolijohdepiireissä, jotka on stabiloitu osittaisen positiivisen takaisinkytkennän avulla, kuten aiemmin selitettiin. NäidenAc v3(11) is moredore osoittaa tarpeen jättää huomiotta parasitioiminen, kuten differentiaalivahvistusyhtälössä. Tässä javaikeasti suoritettavissa. -moodin siirtofunktio analysoidaan. Siksi(acM'yCM/BcM)<
Loisarvo voidaan laskea käyttämällä yhtälöissä (9)ja(13) esitettyä a, B,ystä. Tuloksena oleviin suhteisiin haettiin pistetermejä aksimaalisia lausekkeita piirtää conbe yksinkertaistettua analysoimaan ja ymmärtämään transkonduktanssin solun identiteettirajojen käyttäytymistä. liittyvät toisen kertaluvun efekteihin. Erottelevat ehdotetun topologian taajuuskäyttäytymisen ja odotettujen ihanteellisten vasteiden välillä Merkinnän yksinkertaistamiseksi pienet signaalin parametrit määritellään uudelleen taulukossa 4. Vakaiden järjestelmien mukaisesti molempien toteutusten siirtofunktioissa on saatu nega-01,-o2z, -E1 ja -Ez Yksinkertaisuuden vuoksi näihin napoihin viitattaessa. , niihin liittyvä taajuus (01, 82, EL, 52) on tarkasteltu suuruus
suunnittelustrategiat ja ohjelmoitavuusHS-transconductFC-transconductor8(NC)+8(N8Mp(PF)+8,(PF)8 (N)(8M(NC)+8(NC)8()(gMp(PF)8(PF) )AoM Aw-8(NTtaulukko 3 Yhteenveto suurtaajuisista parametreista C2Cg (N)+2C3(N)+C3 (NC)+C(NC)+C(PC)(N)=C(N)+ Cs(NTable 4 HS-integraattorin impedanssiparametrit Analysoimalla yksityiskohtaisesti pienen signaalin ekvivalenttimalli koko HS-integraattorille, kokonaisintegrointikapasitanssin C arvo voidaan laskea yhtälöllä (14) Tämä määritelmä yksinkertaistetaan14) Ensinnäkin differentiaali- ja yhteis- Modeliini voidaan ilmaista seuraavastiA(4-4)+-28408Agn(N)(8((AN+Ap28(C8A(N)8n(N(8M(NC)+8△(NC)))」A+Aal negatiivinen resistanssi) eron Sgm=(AN- Ap)gm(N) osittainen positiivinen
Tämän negatiivisen vastuksen olemassaolo mahdollistaa differentiaalisen tasavirtavahvistuksen lisäämisen. Parasiittiyhteenveto taulukossa 6 Toisen asteen vaikutusten alkuperä voidaan ymmärtää paremmin keskittymällä niiden riippuvuuteen =((An-Ap)8(N))(8M( NC)+8(NC))+2g, (NC)8a (N)=2g (NC)8a, (N) (17)
Edistykset puolijohdepiireissä, kun otetaan huomioon transkonduktanssi g, joten loisnapa an voidaan ilmaista seuraavasti. Noudattamalla samaa prosessia toiselle navalle d saadaan =Cr(C,(N)+Ca(NC)+ C(x))=C, C(r)=C, C(NC)02(N)+8x(NC)+8(NCC(X) C&(N)+Ch(N)+Cg(NC) +Ch(NC) C&(NC)Samanlaiset tulokset voidaan saada kohteelle theau=(0AN+A2)8n(N)(8M(NC)+8(NC)=(Ax+A)8(N)g(NC) (24)Bo=52=C(X)(X) Ca(NC)45 FC transkonduktanssi edellisen studll:n yksityiskohtaisen koko FCoutin perusteella
Näiden parametrien hallitsevat termit määritellään uudelleen taulukossa 5G1=G+28mCs+3Cg(N)+3Cs(NM(PF)+2CM(koko FC-integraattorin pienten signaalien ekvivalenttimallin analyysin mukaisesti, parametri Taulukossa 5 määritelty Cl edustaa suoraan kokonaisintegraattikapasitanssia, jonka ilmaisu on sama kuin hstorissa. Siksi molempien integraattoritoteutusten totaegraator-kapasitanssi voidaan laskea yhtälöllä (26)C+3C(N)+2CFC-integraattorille, differentiaali ja yhteistila
suunnittelustrategiat ja ohjelmoitavuusA-(4-)3A82-(4-4)3Am=-(A+A)+---181 ja &z, saadaan a, B ja y välisillä suhteilla, kuten HS-toteutuksessa Lopulliset lausekkeet on koottu taulukkoon 6. Näin ollen parasiittiset navat on ja dz caa=(AN-A)gm(N)(gsn(PF)+8(P)+28(NS)(gM(P) +2g(P≈2g(NS(8M(PF)+2g(P)(g+8(PF)+8Am(PD))C1=(8(PF)+28(P)C6=2≈28NS(31)) (C(PF)+Co(N)+C)C:(2C(P)+2C(P)+CK(PF)+C(PF))=2C, Co(P)BgMP(PF)+28, (P)8M(PF)+2g(2Ce(P)+2C(P)+Ce(PF)+C(P2C(P)-taajuusvaste
acM=(A+A)gn(N)(gm(P)+8(PF)+28(N)(8(PF)+28(P)=BoM=b=(8MP(PF)+ 284(P))C,i 7M=y=2C Cu(P)acM(AN+Ap8 (N aiemmat jaksot draystrategioiden ja kilpailukykyisen ja vankan transjohdesolun toteuttamiseksi, Greatoth-toteutukset: Cr"Cs+3Cin(N)+ 2Cout(Eq 26), jossa C edustaa ekvivalenttia
Continuous-Time AnaApplicatin strategiat ja ohjelmoitavuus4tarkoitetut passiiviset laitteet ovat luultavasti yhtä vanhat kuin itse MOs-transistorikonsepti. Anto toteuttaa linpacitors 15 usemosfet-laitteiden toimittajiin, joissa hila-oksidin paksuus on hyvin kontrolloitu muuttuva inhapter, näytämme parhaan tavan toteuttaa suuren nopeuden järjestelmän keskeisiä analogisia lohkoja CMOS-tekniikassa, jossa on laaja ohjelmoitavuus ja CMOS-suodatinsuunnittelu erittäin korkeilla taajuuksilla, ja tämä tutki käytännön ongelmia erittäin suuren kaistanleveyden omaavien drobusti-, aikasuodattimien, jotka on toteutettu edullisilla hinnoilla2 lohko gm-C techntime(CT) -integroiduissa suodattimissa vaaditaan, esitettävä taajuusvaste, jota ohjataan aika-yksinkertaisimpien implns-tekijöiden kannalta, on hyötyä integraattorin rakenteesta. Siksi integraattori on hallitseva rakennuslohkogh-taajuus aktiivisten piirien suunnittelutekniikoita, ja sen taajuusvaste ja lin nany lähes suoraan määrittävät suodattimen perfo. Vastaavasti gm-C-tekniikkaan perustuvat järjestelmät ovat ensimmäinen vaihtoehto CI-hyväksyttävän suorituskyvyn toteuttamiseksi VHF-alueella. , joka ihannetapauksessa on d-suhteessa siihen, missä gm on elementin transkonduktanssi
Kun a grto transjohteen lähtösolmuun i
tämän virran ottamiseksi pois kokonaisuus on saatu yksinkertaisella transsendsecond-rakenteella voidaan harkita ottamista virta-moodiin kahdella eri tavalla. Tässä tapauksessa tulovirta on takecitance transjohteen tulojännitteen saamiseksi ja sitten aktiivisen solun jälkeen. , lähtövirta Näin ollen kuva 2(b) näyttää Iin-lo-muunnoksenSolid State Circuit -tekniikoiden edistyminen aktiivisen kennon useimpien loiskondensaattorien maadoitetun sijainnin vuoksi (kokonaiskapasitanssi, joka muodostaa prosenttiosuuden integraatiosta ehdotetun transjohteen yhteydessä integraattorina, jossa kokonaisintegraatiokapasitanssi Cl muodostuu vain näistä loiskapasitansseista, ilman niiden panoksesta riippuvaa ulkoista tehoa. Tämä vaikuttaa järjestelmän kokonaislineaarisuuteen. laitemallit ja integrointitekniikka Ihanteellisella integraattorilla on ääretön dc-vahvistus ja neic-efektit, jolloin saadaan vaihe ofr/2 kaikille taajuuksilleThe uOr"gm/Cl Siitä huolimatta reaaliduktanssin kihti ja loisnavat ja nollia, jotka vääristävät siirtofunktiotaH(s). )jossa Apc"gm/gout on dc-vahvistus ja Gn"@/Arc gout/C on dominoivan navan taajuus. Parasiittisten napojen ja nollien vaikutukset taajuuksilla, jotka ovat paljon suurempia kuin transjohteen taajuusalue, voidaan mallintaa yhdellä tehokas nolla 2: positiivinen @2tulostaa tehokkaan parasiittisen RHP-nollan ja negatiivinen @2 LHE-transjohteen lähdön johtavuus kihti aiheuttaa äärellisen tasavirtavahvistuksen todellisissa integraattoreissa suodattimessa. Lisäksi integraattorin siirtofunktiossa loisnavat ja nollat yhdessä äärellisen Apc:n kanssa , generoivat vaihtosuuntaajan integraattorin vaihevasteen poikkeamia arvosta -t/2 ja suodattimet
Erityisesti poikkeamat suodattimen siirron ympärillä, riippuen suodattimen laatutekijöistä Suodattimen kokonaistaajuus riippuu tarkasti suodattimen yksittäiset integraattorit seuraavat ihanteellista vastetta Suodatin pysyy hyvin lähellä ihanteellista, jos integraattorin vaihe on yksikkövahvistuksellaan taajuus (ual ideaalarvoonsa -/2; määrää, jolla vaihe kohdassa o poikkeaa tästä määrästä, kutsutaan nimellä A(Gx)p(a,)△o(an)=tan1|lisävaihe.integraattori luo viiveen(o> 0, RHP-nolla) tai johtava (@2<0, LHP-nolla) vaihevirheet Aop(o)-arvo riippuu suurtaajuusjohtimen spesifikaatioista. Intr voidaan mallintaa taajuudesta riippuvaisella integraattorilla Qint(Nauta, 1993), päätellen, että korkea andte-suodattimen laatutekijä asettaa voimakkaita rajoituksia integraattorin vaihevirheelle, eli Q:lle.
Suunnittelustrategiat ja ohjelmoitavuusSuodattimen suorituskykyä hallitsee suodattimen määrittelyjen (dynaaminen alue, siirto ja sirualue) ominaisuuksien (Q, rajataajuuden taso) riippuvuus, mutta myös transcon (AD on hyödyllistä panostaa korkean tason tutkimiseen). -Performance transconductor thats spesifikaatiot, jotta saadaan oikea suunnittelu näille VHF-suodatinrakennukselle3 Täysin tasapainotettu pseudo-differentiaalinen transjohde celTässä osiossa täysin tasapainotetun loupplykohinan ja VHf-potentiaalisovelluksen luonnehdinnan kehittäminen. Kuva 3 esittää Zele-balansoitu transkonduktanssikenno, joka on järjestetty käyttämään virtamoodiintegraattoria. Kuva 3 Täydellisen täysin balansoidun virtamuotoisen transkonduktorin käsitteellinen kaavio. eli yksittäiset komstaatit, kuten kuvassa näkyy
4 Näissä olosuhteissa pienten signaalien analyysi antaa paineen integroi i-solun transkonduktanssin differentiaalivahvistukselle ja go on lähtösolmun transjohteen stai lähtöjohtavuuksien summa. Analysoimalla tämä lauseke ja huomioimalla ensimmäisen asteen approksimaatio , eli jokaisen transistorin gds-efektit huomioimatta, ääretön tasavirtavahvistus saavutetaan, jos gml:n ja gm2:n välillä saadaan täydellinen yhteensopivuus, joten &gm"gml-gm20 Lähdön vaikutus kuitenkin
Solid State Circuit -teknologian edistysaskel Johtavuutta ei voida välttää, ja negatiivisen vastuksen käyttöönotto (ogm<0topologia tarjoaa mahdollisuuden, että tekemällä &gm+go-0, sitten Apd-o0. Käytännössä transistorien välinen epäsovitus rajoittaa differentiaalia vahvistus enintään 55 dB. Toinen vastaava tapa analysoida tätä parannusta on ottaa huomioon transjohdekennon differentiaalimuotoinen syöttöresistanssi. Tämän seurauksena tämä kaavio näyttää pseudo-differentiaalisen perusrakenteen, joka on saatu kahdesta kaksoistransjohdesolusta (gm), mikä johtaa virran integrointi syöttöpasitanssin Cl kautta Kuvassa harmaalla näkyvän negatiivisen lisäresistanssin ansiosta tasavirtavahvistus kasvaa tarjoamalla positiivinen takaisinkytkentäkompensointi signaalille ja lisäämällä transjohteen tuloresistanssia alle yksikön vakauden takaamiseksi suljetun silmukan konfiguraatioissa , on rajoitettu laitesuhteilla vakaaseen arvoon yli taajuuksien (Eq 6) Yhteisen tilan vakaus varmistetaan suunnittelemalla (gm1+gm2)/gm>1Yleisen tilan käyttäytymisanalyysi voidaan suorittaa myös laskemalla yhteisen tilan tulovastus2(8tarjoaa sekä luonnollisesti korkea differentiaalivahvistus että alhainen yhteismoodivahvistus tegraatorille, mikä parantaa näitä todelliseen integraattorirakenteeseen liittyviä rajoja
Näin ollen transjohteen perustoiminta ymmärretään parhaiten selittämällä ensin, että silloin-moodin ohjaus ja tasavirtatehostuspiiri on kytketty ja sitten, että lineaarinen v-i-muunnosmekanismi esiintyy perusvirtaintegraattorin vahvistuksessa. syötöstä riippumaton ensimmäisen kertaluvun approksimaatio Käytettäessä täysin differentiaalista virtatopologiaa, pieni jäljellä oleva syöttökohinan läpivienti on yhteinen signaalin molemmille puolille, eikä sillä siten ole suoraa vaikutusta, paitsi satunnaisen laiteepäsopivuuden vuoksi. Siksi integraattorilla on goDevice-epäsopivuus voidaan minimoida huolellinen layout ja tekniikka noin 0 1-1ly sovelluksiin (Croon et al, 2002; Otinansistors (ei sisäisiä solmuja)) johtavat oikeaan taajuusvasteeseen, koska vain tulot ja lähdöt ovat ensimmäisen asteen tai nollia. integraattorin peruspiirin differentiaalinen ac-vaste Molemmat differentiaalivahvistukset voidaan asettaa itsenäisesti gmt:n ja gm2:n eri arvoilla. Ihanteellinen integraattorifunktio on seurausta asetuksesta &gm+go=0 ja vaihevirheestä yksikkölasketussa Δ≈tan8
fn tos secimelogies for vAFApplicatin strategioita ja ohjelmoitavuutta4 Yhteenvetona voidaan todeta, että ääretön differentiaalinen tuloimpedanssi voidaan saada, jos 8gm+go-0 samalla kun maksimoi differentiaalinen dc-gigmi+gm2) Näin ollen yhteisen tilan CMRR) tärkeä käsite on pidettävä mielessä: koska tasavirtavahvistus riippuu)e rakenteellisesta epävakaudesta, jos tämä määrä muuttuu negatiiviseksi (negatiivinen kokonaissyötön johtavuus) transjohteiden topologian pienen signaalimallin (kuva 4) tompensoinnin vuoksi, tarve ratkaista vaihtovirtapolku portista (tulo) )nieluon(ulostuloon), limityksen kautta negatiivisen vastuksen muodostavat vaiheet huomioiden
, 2001), induktorin shuntaking-tekniikka (Mohan et al, 2000), kapasitaatiotekniikan monistustekniikka (Ahn et al 2002) ja aktiivinen induktoritekniikka (Sackinger et000) Niillä kaikilla on edut pienjänniteyhteensopivuus ja alhainen alue; tässä työssä tarkasteltuja teoksia tulee kuitenkin olemaan cascode-rakenteiden käyttö yhdessä thDifferentiaalisten järjestelmien kanssa, jotka mahdollistavat Ce-summutuksen tekniikan, ueedbackpositiyNäitä Ce caof dummattransistoreja käytetään ristikytkennässä neutraloimaan näiden tuhannenvastaisten merkkien takaisinkytkentätoiminto laajentamalla kaistanleveyttä transjohde Kondensaattorilla C kumoaa Millerin efektin ja myötäkytkentävaikutuksen pienenemisen ansiosta saadaan lotfektiivinen kapasitanssi, joka on täsmälleen sama kuin Miller-kapasitanssin Cgd läpi virtaava kapasitanssi, ja sen seurauksena neutralointikondensaattorin täytyy täyttiä tarkasti kuinka se on merkittävää. -riippuvainen ja kompensoiva työskentely pienillä signaaleilla Cgd:n ja Ce:n epäsopivuus aiheuttaa pienen vaiheen. Tämä ei kuitenkaan ole koko tarina transjohdesolun suurtaajuuskäyttäytymisestäLisäksi MOS-transistorin suurtaajuusmallit osoittavat, että gm on ei ole riippumaton taajuudesta, mutta sillä on äärellinen viive gm(s)
Solid State Circuit -tekniikoiden edistysaskel. Kuva 5 Trargm/Csd:n kumoaminen ja Millerin efektin neutralointi: CeIncellation-tekniikka pois päältä erittäin korkeilla taajuuksilla Vaikka taajuudesta, jolla tämä ghz:stä poistuva vaihe siirtyy tästä efektistä, voi tulla merkittäviä, paljon pienempiä taajuuksia aktiivisimmista lähtien suodattimet ovat erittäin herkkiä pienille vaiheen muutoksille, jotka haluavat saada tämän vaikutuksen. Ensimmäinen tapa minimoida nämä vaikutukset on eliminoida sisäiset nedesign ne-impedanssisolmut Tämä toimenpide voidaan suorittaa impedanssisolmulla, ts.
, kaskokooditransistin matalan vahvistuksen pisteeseen. Siksi integraattorin tasavirtavahvistuksen parannus on ollut tässä transjohteen topologiassa ja yhteismoodivahvistuksen pitäminen yksikköä pienempänä. vähennetty käyttämällä Ce-kondensaattoria, joka vähentää myös muiden psykologioiden sisäisiin solmuihin liittyviä takaiskuja välttämällä sisäisiä korkeaimpedanssisia solmuja merkissä. Tämän seurauksena pienjännitemuunnin, jolla on korkea lineaarisuus ja erittäin korkea toimintataajuustehokkuus, on käytetty cascodea. Integraattorin yksittäisyyskertoimen sijasta odotetaan asteita korkeamman differentiaalisen tasavirtavahvistuksen vuoksi (Abidi, 1988) Peruskoodipiirit vaativat toimiakseen korkeita syöttöjännitteitä suurten jännitteiden takia. Kuitenkin kaskoista on olemassa muunnelmia, joita voidaan käyttää cascode(Hs) -soittimessa. ja taitettu cascode(FC)-vaihe (Baker et al, 1998; Sansen et1999: Sedra et al, 2004) T-solut, jotka korvaavat ne, on esitetty kuvassa 6. Täydellinen täysin balansoitu virta-moodin transkonduktanssi, joka on toteutettu käyttämällä thode-asteita, on de
Suunnittelustrategiat ja ohjelmoitavuusa)b) Kuva 6 Yksikkötranskonduktanssikenno: (a) High-Swing(HS)- ja(b)taitettu cascode(FC)-topologia Kuva 7(a) näyttää transjohteen, joka on järjestetty käyttämään virtamoodi-integraattoria kuvattu käyttämällä korkean swingin kaskokoodihirviötä (Baker et al, 1998; Sanet al, 2004)
Kuten vastaavassa HS-yksikkösolussa (Kuva 6(a)) on toteutettu käyttämällä high-swing-kaskoodeja. nmos-transistorien substraattiliittimet, jotka on kytketty referenssijännitteeseen tavalliseen tapaan, ja PMOS-transistorien substraattiliittimet on kytketty kunkin transistorin solmuun. korkean swingin kaskokoodielementtien tarkkuus tarjoaa yhtä suuren tarkkuuden kuin käyttämällä peruskaskoodeja transjohteen jokaisen yksikkökennon toteuttamiseen, mutta transistorien välisen hieman erilaisen kytkennän vuoksi tarvitsee pienemmän syöttöjännitteen ja siinä on vähemmän integraattorin sisäistä loisvastetta. cascode-topologia on se, että esijännitysrajoitusten vuoksi hilalähteen jännitteet on pidettävä pieninä, mikä johtaa suurempiin laitteisiin bias-virtatasolla. on kytketty referenssijännitteeseen tavalliseen tapaan ja PMOS-transistoreiden, sekä virtalähteiden IBIA:n toteuttamiseen käytettyjen että mpFl-transistoreiden käyttöönottavien PMOS-transistoreiden transistorit. ja bias-jännitteet. Toinen merkittävä etu näiden käytöstä, koska vältymme korkean swingin kaskokoodirakenteeseen liittyviltä biasointirajoitteilta, vältymme tarpeelta pitää hilalähdejännitteet alhaisina, mikä johtaa pienempiin ja yksinkertaisempiin laitteisiin, joissa bias-virtataso on pienempi, jännitteen syöttö ja suurempi. yhtenäisyysvahvistustaajuudet
Puolijohdepiirien tekniikan edistysaskel 上Kuva 7 Täysin balansoitu pseudo-differentiaalinen virtamoodikenno, joka perustuu(a) korkean heilahdusjohtimeen33 Genn despologia-analyysin yksinkertaistamiseksi Olettaen, että integraattorin käyttäytyminen on ihanteellinen, balansoitu tulovirta Cl Diodilla kytketty riittävän biasnaalinen virta, joka virtaa Miaan ja tehostaa inp:tä Mitä tulee vahvistuksen parantumiseen teoriassa dc-p
(Nauta, 1993), kohtuullisen korkeiden dc-vahvistusarvojen saamiseksi transcendgain voisi olla ääretön säätämällä vastaavaa negatiivista resistanssia, mutta käytännössä epäsovitus rajoittaa tasavirtavahvistusta noin 40 dB yksittäisissä transistidenttisissa bias-olosuhteissa mearmismatchingilla. herkkä rakenne Kuitenkin hs- ja fc-kaskoodirakenteen välillä lähtöresistanssi ohjataan suoraan Hs-transjohteen osoittaman todellisen cascode-lähtötehon ansiosta. Siksi positiivinen takaisinkytkentäkompensointi ei ole tarpeen differentiaalisen resistanssin lisäämiseksi tai tasavirtavahvistuksen parantamiseksi. Toisaalta lähtösolmu FC-transkonduenodille ja negatiivinen, joka on tarpeen todellisen tehostumisen saavuttamiseksi. Tässä lähestymistavassa signaalisiiven positiivinen takaisinkytkentäkompensointi M3,6:een on olennainen, mikä lisää integraattorin ja