Itra Širokopásmové díky středněrychlostním analogově-digitálním převodníkům vzorkujte každý subbandat Nyquistova rychlost Tato architektura představuje dva důležité prvky, které umožňují flexibilní požadovaný výkon; ag základní teorií výkonu reprezentace časově-frekvenčního signálu z hlediska střední kvadratické rychlosti UWB přijímačů jsou jejich schopné odhady času příchodu, a tedy přesné určování vzdálenosti a lokalizace. Tento aspekt řešíme nejprve analýzou synchronizačních schémat pro Uwthen předložením časového algoritmu ve frekvenční doméně, vhodné pro banku filtrů, následně popisujeme algoritmy pro rozsah a lokalizaci na základě času příchodu, který detekuje signál a časovače (LNA poskytují signály dolní propusti jsou použity filtry pro pásmovou propust ADC, které mají velmi dobrý čas Digitální sekce je implementována s hybridní architekturou sestávající z programovatelného logického zařízení (PLD ) pro zpracování vysokého agregátu a dgnal procesor (SP) pro implementaci algoritmů zpracování signálu ve flexibilní a snadno reálné a channelulse rádiové technologii se vysílaný signál skládá ze série pulzů s nízkou energetickou šířkou pásma p(t), s trvání v řádu stovek pikosekund Transmittedrum Ptral hustota (PSD) omezení stanovená regulačními orgány (Generic Harmonized European StandardRegarding Ultra-Wideband Transmission Systems, 2002) Seveeach trann symbol za účelem dosažení potřebné energie na bit
Na vysílači jsou bity seskupeny do datových symbolů a přenášeny při symbolové rychlosti RTe whervals. Každý interval rámce je zase rozdělen na N rovnoměrně rozmístěných intervalů dalčipových intervalů V každém intervalu rámce umístěného v jednom z intervalů čipu Ne V případě, že pulzní polohová modulace řáduM(M-PPMdalší dilatační intervaly polohy a polarity délky pulsu, v tomto pořadí, v každém intervalu rámce, za účelem splnění masky PSD Obecný výraz pro průběh nesoucí blok N, po sobě jdoucích modulačních intervalů v rámci intervalu čipu, může převzato a následně rozděleno na intervaly snímků a čipů, jako v IEEE 802 15 4a Standarcntechopen
Konstrukce transceiveru s filtrační bankou pro ultraširokopásmový příjem Rake V obou zobecněná třída projekce signálu Složitost každého z nich je určena následujícími faktory Velikost základny, která určuje počet Vzorkovací frekvence na každém ADCch aDcPožadavek, aby vzorkovací hodiny byly synchronizovány s přijatým signálemTato interpretace je užitečné pro porovnání SR a RAKE v tabulce, N znamená počet vzorků zachycených v každém modulačním intervaluRecenBasis functiRAKE-M Bnp(t-r)l>1(=)e2m≥MB|≥B/MTable 2 Porovnání UwB přijímačů jako zobecněných filtračních bankWe nyní porovnejte výkon filtru banker s ostatními recedscribed Pokud jde o výkon, lze se podívat na rekonstrukci MSE nebo BER, které souvisí s (29), Pokud jde o Ber, je použit model kanálu IEEE typ 3, ohraničený chronizovaným na náběžná hrana přijímaného signálu Nastavení přijímače použitá v teoriích jsou shrnuta v tabulce 3, která také uvádí střední čtvercovou chybu pro každý re-er, lze vidět, že filtr dosahuje nejnižší mse, pokud je zobrazena 4 nebo mewith 1Tabulka 3 na Obr
8 Jak je vidět, BER přijímače banky filtrů se s rostoucím počtem filtrů blíží vázanému přizpůsobenému filtru a je nižší než u ostatních M>4 V simulaci ideální základní funkce se čtvercovými pulzy byl použit filtr tak, aby měl neomezené Pokud základní funkce netvoří ortogonální základ, dále přijímačO)ukazuje však, že perfoa filtr banker využívající implementovatelné Gaussovy filtry je4Odhad lokalizace Široká šířka pásma využívaná rádiovými systémy UWB poskytuje dvě zásadní výhody pro lokalizační aplikace, zejména v bezdrátových sítích krátkého dosahu Na jedné straně rozmanitost frekvenčního signálu proniká a prochází překážkami To umožňuje aplikace, jako je např.
8Průměrná křivka BER v kanálu typu 3 pro přijímač filtrační banky, přijímač SR a přijímač RAKE Přizpůsobený filtr díky disperzním vlastnostem různých materiálů. nepřímo úměrná šířce pásma rms, známé také jako Gabor bandwidth, definované jako: f2 P()IdfBRPdexistuje Fourierova transformace pulsu šířky pásma rms pomocí modulací, jejichž výkonové spektrum soustřeďuje větší procentuální RMS bantion pulsů (méně než jedna nanosekunda znamená, že základní spodní hranice odhadu časování IR-UWB je dramaticky malá, a proto to vysvětluje potenciál ntechopen
Design transceiveru s filtrační bankou pro ultraširokopásmové účely se vzorkovací frekvencí ae Nyquistovou frekvencí, a tedy Cramer-Raodeed jednou z nejatraktivnějších funkcíUWBPotenciál pro změnu polohy Díky velké šířce pásma signálu mají UWB signály velmi vysoké časové rozlišení Toto vysoké časové rozlišení umožňuje přijímače pro rozlišení jednotlivých uzlů přijímač potřebuje identifikovat první příchozí cestu, která je spojena s podporou LOS Ve scénáři s více cestami může být přímá cesta maskována ve vícecestném shluku, v tomto shluku mohou být různé cesty
Proto systémy založené na čase Tato část se zabývá odhadem měření časování a jejich aplikací pro systémy s velmi širokopásmovým signálem a pokračuje s nejmodernějšími systémy na TOA. Zvláštní pozornost je věnována přijímači banky filtrů, aby bylo možné odvodit vhodné algoritmy pro odhad TOA signálu LOS, zdůrazňující některé z hlavních nevýhod spojených s architekturou přijímače, a argumentující pro zpracování ve frekvenční doméně pro odhad TOA, zvláště vhodné pro přijímač s filtrační bankou, jak je ukázáno v (Navarro Najar, 2007 )Architektura banky filtrů přijímače je velmi přirozená, představuje složky DFT známých higonových spektrálních metod odhadu, které lze použít přímo na vzorky signálu ve frekvenční doméně, čímž se dosáhne velmi přesného odhadu časování Konečně, umístění sekcí podle konkrétního přístupu založeného na datech fúzní algoritmus Tato technika je součástí vývoje globálních pozitivních v systémech uwBation, vzhledem k tomu, že malé chyby časování na několika úrovních: nosič Hofulse radio uwb, založený na modulaci ppm synchronizace časování Technika synchronizace s architekturou příjemce a pouze informace o poloze shromažďováním energie pulzů Většina výzkumu opotřebovaná implementace Ir-UWB se zaměřuje na nekoherentní přijímač, protože má výhodu, nicméně prozkoumáme koherentní techniky vhodné pro PPM modulované IR-UWBgnaly, abychom poskytli měřítko pro techniky s nižší složitostí Základ carntechopen
Itra Wideband řešení přizpůsobených filtrů, viz (Oh Kim, 2008; Oh a kol., 2009; Wu a kol., 2008) a (Kimet al., 2009) Jak již bylo uvedeno dříve, výhody koherentního příjmu zahrnují: Za prvé, koherentní příjem je důležitý pro získávání rámců a rozsah ve srovnání s nekoherentním, jehož přesné dekódování rozsahu lze provádět během intervalů záhlaví a užitečného zatížení2002, přičemž se navrhuje korelační algoritmus založený na CLEAN (viz (Hogbom, 1974)); Iterativní odhad amplitudy a seřízení sice ve skutečnosti znamená, že je teoreticky zatěžující (Wu et al, 2007) optimalizované přizpůsobení, což značně snížilo výpočetní složitost, protože výzkumníci uvažovali o detekci přímé cesty přímo z filtrování shody z přijatého signálu.
V práci (Chung Ha, 2003), vrchol filtrování zápasů mimo umístění přímé cesty, ale to je pouze všesměrové prahování v (Low005) a potíže pro praktické použití na smyčkách s fázovým závěsem (PLL) a se zpožděním uzamčených smyček (DLL) se sledováním kódu v základním pásmu nás však kvůli extrémně nízkému pracovnímu cyklu a výzvě 986 motivuje k vytvoření konvenčních teorií PLL, zpožděné uzamčené smyčky a sledovací smyčky kódu, abychom navrhli odpovídající ekvivalentní časovou uzamčenou smyčku pro sledování ultrakrátkých Impulsy IR-UWB Synchronizace v systémech UWB s přístupem Dirty Templates (TDT) aplikovaným na PPM byla prezentována v (Yang2006) Operace derivacegrate-and-dump pro signály PPMI(t: T)P2k(t; T)dt VT EO,Ts)1 ) kde a = b, TA je index modulace PPM v (1) Chcete-li vidět, jak (31) umožňuje TDT, nsider jeho bezšumové pawhere p(t; T) a p(t; T) představují části bez šumu z r(t; T) a r(t; T), respektive lPr(t) hasro podpora horní ohraničená symbolem trvání t, máme: T)=Ppk{t-△;τCntechopen
Návrh transceiveru s filtrační bankou pro ultra širokopásmové a kkr Pomocí (34) Příloha I z (Yang, 2006) ukazuje, že když index modulace PPM vyhovuje A Tf, nešumová část x(k; T)in(31 )zjednodušuje na52kEA(t0)+(52k-52k+1)EB(kde jsme použili definiceEA(to)=E/,P7()E首TDTprůměrování bez datové podpory s ohledem na náhodné symboly Isk, průměr -čtverec x(k; T)jeE。{x2(kER-3EA(to)EB(tosy produkt EA(to) EB(to))anis, na cornIn(39), ER=EA(To)+EB (to)=Ef P?(t)dt je konstanta agregované šablony na přijímači pásmovou propustí filtrovaného zmbok-rychlost získané integrací a dumpingem produktů sousedních nečistých šablon“, takže šumový člen s(k; T) může být vyjádřen jako53 (k;T)člen S(k; T) lze dobře aproximovat jako bílý Gaussův šum s nulovým průměrem a rozptylem2≈2ERNBTsNO
Střední druhou mocninu vzorku: r) lze nalézt jako Esg{x2(k;)}=E2{x2(k;r}+Ex{2(k;r)}(E最-3E( 6)E()+23)ntechopen
Itra Widebandhich je jedinečně maximalizováno, když t = 0, tedy když T To
Potom, bez datově podporovaného TDT s jeho saestimátorem máme fo(n-data-aided) nezaujatý a konzistentní odhad ve smyslu mesquare, jak lze vidět z průměru a nákladové funkce(; T)F2k- 1(f; t)dt(49)2(E-3EA(0)E(60)+27)下(-3EE+)+(E最-3)Je třeba zdůraznit, že základní myšlenkou našeho odhadu TDT je že EA(to)EB(to)je konstantníd tedy neovlivňuje operaci výběru špiček, která se zjišťuje u TDT s podporou dat a 2)když je hodnota =0, pak x(k; t) přispívá k šumu pouze tehdy, pokud by s2kdi bylo navrženo tak, že symboly jsou proto, trénovací sekvence pro datově podporované TDT je navržena tak, aby obsahovala opakovaný vzor (1, 0); to jeLze snadno ověřit, že tento vzor zjednodušuje (40)Pak se stávántechopen
Návrh transceiveru s filtrační bankou pro ultraširokopásmové Všimněte si, že estimátor(48) se opírá o tři hlavní kroky: korelace, aTréninková sekvence v(48) nám umožňuje zaměnit pořadí těchto kroků a zmírnit efekty šumu Konkrétně v datových- Jinými slovy, tím, že vezmeme druhou mocninu střední hodnoty místo střední hodnoty druhé mocniny, je term(55) eliminován. tato nákladová funkce(K; T)=Ek-4EAto)EB(to)ER-4EA(to)EB(to)OnTOA jako konkrétní Synchronizace je chápána jako časová informace požadovaná pro modulaci, zatímco je spojena s identifikací první příchozí cesty, ale v podstatě oba vyžadují podobnou techniku 2003), ale mají velká praktická omezení kvůli požadavku velmi vysoké vzorkovací frekvence a složitosti.
objevily se v literatuře, které výrazně zvládají tomplexitu Lopez-Salcedo vazquez (2005); Yang Giannakis (2005) existují praktická omezení pro tehdejší aplikace určování polohy Úsilí bylo směřováno k téměř optimálním méně komplexním řešením, většina z nich je založena na časovém přiblížení. Většina praktických řešení pro odhad TOA nalezených v literatuře může být široce blokový diagram zobrazený na obr. schéma založené na korelátoru/porovnání
Energeticky založené odhady TOA získaly pozornost jako životaschopná alternativa k metodám založeným na korelaci (Cheong a kol. 2005: RabbachinPot vyžadují drahé algoritmy pro odhadování tvaru pulzu a systémy reprezentativnosti. Navrhované a analyzované schéma odhaduRabbachin a kol., 2005) představuje velkou třídu energeticky založený algoritmus TOA odhadu – incesignál je umocněn na druhou a integrované časové intervaly algoritmu a také silně souvisí s jeho latencí Tato schémata také zvažují dodatečné zpracování pro zlepšení kvality signálu nebo překrývající se sousedství jsou shromažďována v několika periodách symbolů.
Návrh transceiveru s filtrační bankou pro ultra širokopásmové symboly lze zapsat jako amplituda /-tého symbolu a výsledný přenášený signál je zobrazen na obr. sekvenci ( b1TH kódová sekvence 10, 1, 1, 0) DS kódová sekvence (1, -1, 1,-11, abyste plně porozuměli principům návrhu IR-UWB příjmu porozuměli kanálu šíření vysílaného signálu Aby bylo možné vyvinout a zavést modifikaci tradičního modelu Saleh-valenzuela (saleh valerzuela, 1987) jako statistického modelu kanálu pro UWB Podle tento model, signálové cesty zachycující několik paprsků s různými zisky (B, a index hodnocení a index cesty uvnitř každého shluku, v tomto pořadí Výsledný model kanálu v základním pásmu je dán kanálem uwB, byl charakterizován v iEEE 802 15 4a (Molisch et al 2004), kde seal typy jsou popsány kanály
Mezi jinými prostředími, typy kanálů 3 a 4 modelují vnitřní prostředí v přímé viditelnosti (LOS) a konfiguracích bez viditelnosti (NLOS) Hlavní výzva v šíření UWB pramení ze skutečnosti, že vysílaný puls je velmi krátký, cesty oddělené lze zachránit přijímačem, což vede ke stovkám cest forical propagation environments Podle hodnot uvedených v (Molisch et al, 2004), Tablechannel modely 3 a 4 První parametr je v rozsahu 22 až 45 může být až 13 ns Kanálová disperze je proto velmi náročná pro přijímač, botandu z hlediska channeloidů diferenciace drah ve shlucích V tomto modelu je každý paprsek reprezentován svou amplitudou (Br) a zpožděním Tr, kde r je index cesty Potom , základní pásmo channeh(1)=∑F6(-v)ntechopen
Itra WidebandCunnel environnentAug no, pathsI Vnitřní (kancelář)NLOSOvenkovní lo29173Venkovní NLOSTable 1 Časová disperze IEEE 802154a Modely kanálů aditivního bílého šumu (AWGN)"(t) je dáno odchylkou (přijímaného signálu) , tmaxnež je dokonce delší než interval symbolů Ts, příčina, pro vyhodnocení schopností zachycení energie přijímaného signálu se předpokládá, že Tmax TA Všimněte si, že s tímto předpokladem intervaly In thh()Ts-btT
-hT3 Filter Bank Receiver ArchiteJak to lze odvodit z návrhu dobrého přijímače pro UWB v vyloučení UWB přijímačů, jak uvidíme, tyto červené, které poskytují velmi dobrý výkon v tradičním úzkopásmovém přenosu, současné architektuře banky filtrů, která spočívá v rozdělení UwB signál v několika dílčích pásmech a rychlost Tato architektura se zaměřuje na maximální přijímanou signální energii při zachování toho, že prezentované informace lze získat prostřednictvím zobecněné interpretace banky filtrů3 1 Přehled ultra širokopásmových přijímačůPrvní přístup, referenční (SR) přijímač s místně generovanou šablonou stmp(t)andtegration time2 Šablona signálu Stmp(f) je generována pomocí vašeho používaného vysílače, který není technologický
Návrh transceiveru s filtrační bankou pro ultraširokopásmový přijímačIrObr. 2 Uložený referenční přijímač, kde přenášený s jednotkami symbolů přijatých v každém modulačním intervalu, který je dán Nsr=TAffset, který je záměrně modelován pro zachycenou energii, konkrétní kanály Po analogovém korelátoru je signál vzorkováno ADC rychlostí Nsr/T a pracující s rozhodovacími proměnnými zi a zi, obsahující všechny vzorky odebrané v každém příslušném modulačním intervalu Nakonec je proměnná získána tak, že váhy w odpovídají vybělenému přizpůsobenému filtru pro příjem s GaussianAnotheron přístupem pro příjem šíření spektrálními signály v prostředí vícecestného šíření je přijímač RAKE, znázorněný na obr. 3. Přijímače RAKE využívající moduly, které se zamykají v různých vícecestných replikách (Zhu et al.
, 2008) Výstup zpoždění, amplitudy, fáze a tvaru (zkreslení) pulsů při každém jednotlivém příchodu Když počet prstů odpovídá počtu rozlišitelných cest, to ve skutečnosti tvoří shodných pět. velké množství UwB cest, 你relevantní dopad na jeho složitost Obr. 3 RAKE Repliky efýzy RAKE generované přijímačem podobné té srntechopen
Itra WidebandkT+Obr. 4 Energetický detektor ReceiverrItFis 5 Přenášená referenční přijímací šablona k-tého prstu je konstruována stejným způsobem jako vysílaný signál a*()=EEP(+-ITS-cTHTe-hT-Tknd t představuje k-tá cesta šíření s největší energií Nrk ADC konvertory vzorkování na symbolové rychlosti při Srersampling faktoru RAKE přístup V obou případech je počet vzorků odebraných v modulačním intervalu kritickým parametrem. Dále diskutujeme dva nekoherentní přístupy, jmenovitě Transmitted Reference ReceiverRAKE a SR přístupový detektor (EDreceiver nekoreluje přijatý signál s místní šablonou Inend sčítá přijatou energii v každém modulačním intervalu, aby vytvořil rozhodovací proměnné
Obr. 4 ukazuje hlavní bloky, které tvoří ed. Přijímací CIR) Za tímto účelem vysílá vysílač referenční puls pro každý vysílaný puls Dva pulsy jsou odděleny intervalem, který je delší než interval pro detekci signálu Funkční blok přijímače je znázorněn5 Signál je korelován zpožděná verze sebe sama, integrovaná a poté vzorkovaná rychlostí T Pro každý modulační interval Ani se nesbírají vzorky, kde Nir= 7, a pak se zpracovávají32 Čas-tKoherentní popsaný v předchozí části, analogický koreluje s omezeními re-This na těchto strukturách, např. prsty RAKErrelation) v digitální doméně, kde lze řešit více kortur, pokud je k dispozici dostatečný výpočetní výkonvazquez et al, 2003) například) vyžaduje vzorkování thentechopen
Návrh transceiveru s filtrační bankou pro ultraširokopásmový signál při Nyquistově rychlosti, což může být velmi náročné pro signály s šířkou pásma až 10 GHz. V této části je zvažována alternativa, kde je vzorkování prováděno diskrétní sadou základů, které představují širokou škálu možností riesion of signalest To znamená, že daný signál s()volí množinu funkcí yk(r) a &k(t) tak, že (10), zatímco původní signál je rekonstruován jako5 zde(10), je známý jako analytický equin (11)je rovnice knesyntézy Jestliže 8k(f)=n(f), pak (11)je známo jako expanze ortogonální řadyf s(f), V opačném případě jsou funkce Yk(f)a &k(t) a množina biortogonálních funkcí s případem do(t)by(Gabor, 1946) Místo toho rozdělit na stejně velké segmenty a poté provést Fourierovu transformaci každého segmentu. Výsledek poskytuje místní informace alternativní v každém časovém intervalu tproveďte dvourozměrné vzorkování na s( f)časová osa je rozdělena na N stejně velkých intervalů délky T, které představují periodu vzorkování v časové doméně Každý segment s(fis označený jako sn()a kde n indexuje počet amplitudy
Protože sn() je časově omezený signál, lze jeho Fourierovu transformaci Sn(f) vyjádřit jako posloupnost diskrétního vzorku∑S(kB) zde B=I je interval vzorkování ve frekvenční oblasti Obr. 6 ukazuje příklad dvourozměrná vzorkovací mřížka Produkt BT definuje hustotu vzorků odebraných z časově-frekvenčního rozložení signálu Nyquistovy hustoty, definované jako časově-frekvenční součin BT = 1 sada vzorků potřebná pro dokonalé, není zachycena veškerá energie signálu.
Itra Widebandg 6 Příklad 2-dimenoty pomocí Sn m, dvourozměrné vzorky s(f) Indexy n a m představují časové vzorkování ve frekvenční oblasti, resp.
Označení sn(t) jako periodický signál získaný vzorkováním Sn ()it fe(14) Proto mohou být dvourozměrné vzorky vyjádřeny jako funkce času při syntéze rovnice expanze řady, rekonstrukce signálu s(f)je dána()=∑∑Snm7mZa předpokladu, že spočítaný počet frekvenčních oblastí zabraných na každém intervalu je dokonalá rekonstrukce signálu Omezení počtu vzorků na každém intervalu na konečné číslo M vede k M-tému řádu, který je definovaná jako expanze zkrácené řady, hodnotu kvality akvizice signálu lze udávat ve smyslu MSE reprezentace zkrácené řady, která je dána ∑ntechopen
Návrh transceiveru banky filtrů pro ultra širokopásmové團Obr. 7 Blokové schéma přijímače banky filtrů Proto, s apriorními znalostmi šířky pásma signálu, lze definovat M, aby se dosáhlo přijímače filtrační banky Základem přijímače banky filtrů je poskytnout implementaci, která nám umožňuje získat vysoce přesnou časově-frekvenční reprezentaci přijímaného signálu UwB Pulzní polohová modulace (používá se pulsace Délka signálu přenášejícího blok Np bitů je Tp=NpTs
Chanered nižší než modulační interval Předpokládá se, že šum je v souladu s rozptylem ve fázi rozměrového vzorkování filtrační banky rozdělením vstupního signálu do M cest a jeho korelací s bázovou funkcí (18), která má být provedena s nebo intervalem adulace jsou uspořádány v vektor Zachycené vzorky mohou být vyjádřeny frekvenční doménou Shromážděné vzorky feorozměrná množina vzorků Pomocí(6)a(19)z toho vyplývá, že když je daný interval,z()I-tého symbolu az(vektor pro časový interval odpovídající b,=1Statistiky z()az1()jsou uvedeny
Itra Widebandb=0(D)(22)rs jsou kombinovány za účelem vytvoření rozhodovací proměnné. BER pro přijímač banky filtrů je dáno bBEZa předpokladu, že množina funkcí ?n, m() tvoří ortogonální bázi a za předpokladu, že vektor šumu je s maticí kovariance šumu Io a ber je6) Všimněte si, že součin zp lze vyjádřit v členy MSE M-tého řádu repre-kde Ha(/) je Fourierova transformace hp(on ('pr)
Proto lze BER filtrového bankreceiveru vyjádřit také z hlediska rekonstrukce MSEA. V tomto bodě je zajímavé podívat se zpět na SR a raKe přijímače jako implementaci vzorkující recenal po korelaci s lokálně generovanou šablonou Zatímco SR Receiver implementsntechopen