Pokroky v technologiích polovodičových obvodů Chování transvodiče, do té míry, že se zdá, že zkreslení způsobilo být použito k minimalizaci těchto efektorových vyvážených struktur transvodičů v úvahu, zkreslení je lépe zajištěno pomocí technik ladění porovnáním rozložení, podrobná studie Technologie a hluboká analýza zařízení, vedoucí k chování transvodičů následně, k výkonu filtru Při vývoji návrhu aktivního gm-C filtru by tedy účinky transconductored do hloubky pro dosažení optimální implementace transkonduktoru měly ukázat obchod. -off mezi stejnosměrným ziskem, linearitou IJakýkoli pól nebo nulová frekvence ve filtrech založených na technice Gm-C je typu gm/C To, že existují dva základní způsoby programování frekvenčního respof filtru: zachování Gm consC
nebo výhoda zachování specifikací šumu – celá výhoda Vzhledem k výše uvedeným úvahám je technika škálování konstantního C preferovaným přístupem pro implementační filtry pracující ve velmi vysokém frekvenčním rozsahu, se zaměřením na návrh laditelného CMOS než kontinuálního ladění, obojí pro zachování dynamický rozsah a využít výhod konfigurací filtru, možná technika diskrétního ladění je založena na paralelním zapojení transvodičů, kde lze požadovanou časovou konstantu digitálně naprogramovat (Pavan et al 2000a) Tímto přístupem se daří udržovat Q-faktor konstantní a udržuje nastavení celé šířky pásma Cílem je dosáhnout transkonduktoru, který je kompatibilní s lategitálními technologiemi CMOS a programovatelný udržující adekvátní dynamický rozsah (DR) Konkrétní hodnoty těchto závisí na každé konkrétní aplikaci Tato práce se nezaměřuje, ale na provedení celkové analýzy za účelem hledání struktury, která poskytuje teční frekvenci, programovatelnost, dynamikuPovažováním za aoptimální řešení pro digitálně programovatelné analogové filtry v rozsahu VHF/UHF je využití pseudodiferenciálních topologií v proudovém módu a parasvodiče, které omezují jeho ideální chování na velmi dobrou knopologii (Smith et al, 1996 ; Zele a kol., 1996) budou charakterizovány; počínaje architekturou e-Smith budou představeny dva různé transkondiče a provede se hloubkové provedení, po kterém budou získány všechny charakteristické parametry každé aktivní buňky; K VhF transvodičům pak bude přidána programovatelnost a aktivní článek je založen na klasické struktuře, lze získat široké ponorné plynule laditelné CT filtry, čehož je dosaženo díky návrhu generického programu speciálních kapacitních struktur ve standardních digitálních technologiích, použití struktury MOS as
US-Time AnaApplicatinnstrategies and ProgrDůvodem tohoto rozdílu je to, že uvažovaná a zobrazená FC jednotková buňka na obr. 6(b) je topologie iscode Pro získání podobné výstupní impedance může být implementováno použitím odporu) ke snížení vstupního odporu zesílení) a stabilizačnímu režimu napětí Na druhé straně použití pseudo-diferenciálních struktur je vědecká kontrola nad thworthem, který poznamenává, že tato struktura nejen stabilizuje souosé napětí, ale také částečnou kladnou zpětnou vazbu Tato myšlenka již byla použita pro vysokofrekvenční transvodiče v (Nauta, 1993) a pro klasodové filtry (Smith et al, 1996; Zele et al Thus, s ohledem na tuto topologii imple55 db a CmrR 60 dBbe získané s inherentní stabilitou společných režimů Všimněte si, že signály režimu (CM) ve vyvážených obvodech využívají nestabilitu a zkreslení, aktuální spotřebu, hodnotu transkondukce jsou silně závislé na vstupních signálech CM V navrhované topologii lze použít další techniky, pokud je potřeba větší CMRR, jako je potlačení módu, které je schopné pracovat s nízkým napětím získaným pomocí běžného transvodiče, který Baschirotto et al, 1994; Wyszynski et al, 1994) S ohledem na tuto techniku bylo možné získat hodnoty CMRR až 70 db4
Vysokofrekvenční odezva V této části bude analyzována šířka pásma transvodiče. Všimněte si, že pokud je jednoduchý (obr. 3), je šířka pásma omezená kvůli absenci přenosové funkce integrátoru. capacitgd, frekvenční závislost transkonduktance gm(s) a nesoulad v obvodech se zpětnou vazbou se společným režimem Před zahájením studie kompletního integrátoru Takins Veccount, nekvazistatického modelu (Tsividis, 1996), je vyžadováno bližší vysvětlení MOS behextrinsické části. - frekvenční chování při analýze šířky pásma transvodiče je třeba vzít v úvahu několik obecných faktorů. Výstup kompletního transvodiče lze považovat za zkratovaný pro akumulační transkonduktanci a Cgd, Cg Cas, Cbs a Cbd & parazitní kapacitygmbtheAll the unit cells jsou navrženy tak, aby mezi nimi hledaly dokonalou shodu. Proto všechny podobné tranzistory mají vlastnosti s výjimkou transkonduktance gm N11s znázorněných na obr. 6) S ohledem na zápis a indexování dříve použité na obr. 3gm(Ni)ANgm(N); gm(N2)APBm(N); gm(N3)"gm(N) Následně &gm"(AN-Ap)g
Pokroky v technologiích polovodičových obvodů Rozdíl mezi M a M, nebo M a M; v důsledku rozdílu a předpětí N-tranzistorů, které klesají do záporu, což zvyšuje stejnosměrné zesílení systému Celková integrační kapacita CI zahrnuje nejen vnější kapacitu, ale také hlavní příspěvek těchto parazitních kapacit Cp a jeho zohlednění jako větší procento celkové integrační kapacity nabývá velkého významu při použití dMOSpacitorů, v závislosti na technologickém procesu, kde Gs a thets Externí ext připojený ke vstupu transvodiče je paralelně s Cs Pro zjednodušení bude od nynějška Cs zahrnovat ekvivalentní kapacitu kapacity (C, =CsCext) Proto celkový integradC,+Cp včetně parazitních efektů, externího a ekvivalentního modelu Nejprve je odvozen model V-I konverze základní buňky, v obou implementacích mimo šířku pásma této transkonduktanční buňky4
1 Vysokofrekvenční model Hs spojuje parametry související s impedancemi zobrazenými v obvodu s malým signálem Ostatní prvky: g(N), gds(N), plyn (NC), gds(PC) ,gm(PC), Cga(n)a Cds(NC) přímo reprezentují parametry příslušného tranzistoruObr 8 Ekvivalentní vysokofrekvenční pro jednotku hs cellCi (N)=C (N)+Cs (N) C(x) =C (N)+Cu(N)+C(NC)+C (NC)C=C(PC)+CH(PC) Řez =Ca(NC)+CM(NC)+Cg(PC)C(P )=C(P)+Cd(P)+CM(P)+Cat(PC)+Ca,(PC)Tabulka 1 Parametry malého signálu pro základní buňku HS
US-Time AnaAplikační strategie a programovatelnost Vysokofrekvenční model Fc jednotkové buňky Svazek pro f zobrazený na obr. 6(b), kde X(N) jsou parametry spojené s MN-trathose spojené se složeným tranzistorem, x (P) ty související s průběhem spojeným s proudem složený tranzistor, který je implementován s jediným tranzistorem NMO, jak bylo znázorněno dříve gObr 9 Ekvivalentní vysokofrekvenční obvod pro buněčný obvod jednotky FC
Zbytek prvků: gm(N), plyn(PF), Cad(N) a Cds(PF) přímo představují parametry příslušného tranzistoru(P)+2C,(P)+2C(P)+ C (PF)+C(PF&Mr(PF)=8(PF)+8n(PF)F)+C(PF)+Co(NS)+C(NS)+Ch(NS)43 Vysokofrekvenční model z kompletních transkonduktančních článků pak výsledný zisk předtransvodičového článku (v obou(s)s-s,(s+s,)1)(s+2 Faktorizace jmenovatele rovnice (8) vede k získání dvou parazitních pólů, -d1 a-oz , ale pouze pro zajímavost Oba úvahy budou přistupovat GHhe FC (5>>5 a 51>>50: 51(HS)=160000 GHz, pseudodiferenciální struktury, pečlivé studium běžného chování je povinné. navržená topologie, tl
Pokroky v polovodičových obvodech stabilizovaných pomocí částečné kladné zpětné vazby, jak bylo vysvětleno dříve. Podle těchto Ac v3(11) vícedore ukazuje potřebu zanedbávat parazitování jako v rovnici diferenciálního zesílení. Funkce přenosu -režimu bude analyzována. Proto(acM'yCM/BcM) Parazit lze vypočítat pomocí a, B,yuvedených v rovnicích (9) a (13). Výsledné vztahy hledaly aximační výrazy pro tečkové termíny pro zjednodušení analýzy a pochopení chování limitů frekvence transkonduktančních buněk, které jsou spojeny s efekty druhého řáduh rozlišit mezi frekvenčním chováním navrhované topologie a očekávanou ideální odezvou44 HS transkonf HS jednotkové buňky, je provedena podrobná analýza frekvenční odezvy kompletního HS integrátoru V této části jsou následně získány domtermíny těchto kompresí Pro zjednodušení zápisu jsou parametry malých signálů předefinovány v tabulce 4. Podle stabilních systémů byly v přenosových funkcích pro obě implementace získány nega-01,-o2z, -E1 a -Ez Pro zjednodušení při odkazování na tyto póly jejich přidružená frekvence (01, 82, EL, 52) bude uvažovanou velikostí strategie a programovatelnost HS transconductFC transconductor8(NC)+8(N8Mp(PF)+8,(PF)8 (N)(8M(NC)+8(NC)8()(gMp(PF)8(PF )AoM Aw-8(NTtabulka 3 Shrnutí vysokofrekvenčních parametrůC2Cg (N)+2C3(N)+C3 (NC)+C(NC)+C(PC)(N)=C(N)+ Cs(NTtabulka 4 Impedanční parametry pro HS integrátor Podrobnou analýzou malého signálu ekvivalentního modelu pro kompletní HS integrátor lze vypočítat hodnotu celkové integrační kapacity C pomocí rovnice (14) Tato definice bude zjednodušena14) Za prvé, diferenciální a společné- modelin lze vyjádřit následovněA(4-4)+-28408Agn(N)(8((AN+Ap28(C8A(N)8n(N(8M(NC)+8△(NC))」A+Aal negativní rezistence) částečný klad rozdílu Sgm=(AN-Ap)gm(N) Existence tohoto negativního odporu umožňuje zvýšení rozdílového stejnosměrného zisku Parazity shrnuté v tabulce 6 Původ účinků druhého řádu lze lépe pochopit, když se zaměříme na jejich závislosta=((An-Ap)8(N))(8M( NC)+8(NC))+2g, (NC)8a (N)=2g (NC)8a, (N) (17) Pokroky v polovodičových obvodech zde s ohledem na dominantu v transkonduktanci g, proto parazitní pól an lze vyjádřit jako Stejným postupem pro druhý pól d získáme =Cr(C,(N)+Ca(NC)+ C(x))=C, C(r)=C, C(NC)02(N)+8x(NC)+8(NCC(X) C&(N)+Ch(N)+Cg(NC) +Ch(NC) C&(NC)Podobné výsledky lze získat pro theau=(0AN+A2)8n(N)(8M(NC)+8(NC)=(Ax+A)8(N)g(NC (24)Bo=52=C(X)(X) Ca(NC)45 FC transkonduktance v porovnání s předchozím studll podrobným popisem kompletního FCout Dominantní členy těchto parametrů jsou předefinovány v tabulce 5G1=G+28mCs+3Cg(N)+3Cs(NM(PF)+2CM(V souladu s analýzou modelu ekvivalentu malého signálu pro kompletní FCintegrátor, parametr Cl definovaný v tabulce 5 přímo představuje celkovou integrační kapacitu, jejíž vyjádření je stejné jako u hstoru. Kapacita totaegrátoru obou implementací integrátoru lze proto vypočítat rovnicí (26)C+3C(N)+2CPro integrátor FC, diferenciál a společný režim esign Strategie a programovatelnostA-(4-)3A82-(4-4)3Am=-(A+A)+---181 a &z se získají pomocí poměrů mezi a, B a y, jako v implementaci HSKonečné výrazy jsou shrnuty v tabulce 6. V důsledku toho parazitní póly na a dz caa=(AN-A)gm(N)(gsn(PF)+8(P)+28(NS)(gM(P) +2g(P≈2g(NS(8M(PF)+2g(P)(g+8(PF)+8Am(PD)C1=(8(PF)+28(P)C6=2≈28NS(31)) (C(PF)+Co(N)+C)C:(2C (P)+2C(P)+CK(PF)+C(PF))=2C, Co(P)BgMP(PF)+28, (P)8M(PF)+2g(2Ce(P)+2C(P)+Ce(PF)+C(P2C(P)frekvenční odezva acM=(A+A)gn(N)(gm(P)+8(PF)+28(N)(8(PF)+28(P)=BoM=b=(8MP(PF)+ 284(P))C,i 7M=y=2C Cu(P)acM(AN+Ap8 (Npředchozí sekce za účelem navržení strategií a implementace konkurenceschopného a robustního transvodičového článku, implementace Greatoth: Cr"Cs+3Cin(N)+ 2Cout( Eq 26), kde C, představuje ekvivalent Continuous-Time AnaApplicatin strategie a Programmability4pasivní zařízení je pravděpodobně stejně staré jako samotný koncept tranzistorů MOs. Ukážeme si nejlepší způsob implementace linpacitorů 15 pro použití mosfet zařízení implementovat klíčové analogové bloky vysokorychlostního systému v technologii CMOS se širokými programovatelnostmi a konstrukcí CMOS filtrů na velmi vysokých frekvencích a tím se zabývaly praktickými problémy drobných, časových filtrů s velmi vysokou šířkou pásma implementovaných v nízkých nákladech2 Integrátor: budování- blok v gm-C techntime(CT) je vyžadován integrovaný filtr, představuje frekvenční odezvu řízenou časem. Nejjednodušší impln pro tyto faktory využívá výhodnou strukturu integrátoru. Proto je integrátor dominantním stavebním blokem frekvenčních aktivních obvodů pro navrhování a jeho frekvenční odezva a lin téměř přímo určují výkon filtru Podle toho jsou systémy založené na technice gm-C první možností pro implementaci CIakceptovatelného výkonu v rozsahu VHF, Aktivní stavební prvek používaný přístupem gm-C filtru, založený na vodičové buňce (obr. 1) , což je v ideálním případě dproporcionální k kde gm je transkonduktance prvku Když grto výstupní uzel transconductor i Pokroky v technologiích polovodičových obvodů v důsledku uzemněného umístění většiny parazitních kondenzátorů aktivního článku (celková kapacita závisí na tom, že tvoří procento integrace při navrhovaném transvodiči jako integrátor, kde je celková integrační kapacita Cl tvořena pouze těmito parazitními kapacitami, bez potřeby jakékoli externí kapacity, v závislosti na jejich přispění, bude ovlivněna celková linearita systému Protože technologické variace budou také ovlivňovat hodnotu těchto parazitních kapacit, citlivost na tyto citátory zaměřené na studium modely zařízení a integrační technologie Ideální integrátor má nekonečný stejnosměrný zisk a neic efekty, čímž získává fázi ofr/2 pro všechny frekvenceUOr"gm/Cl Nicméně reálná indukčnost dna a parazitní póly a nuly, které zkreslují přenosovou funkciH(s )kde Apc"gm/gout je stejnosměrný zisk a Gn"@/Arc gout/C je frekvence dominantního pólu Účinky parazitních pólů a nul na frekvencích mnohem vyšších, než je frekvenční rozsah transvodiče, lze modelovat jediným efektivní nula 2: kladná @2 má za následek efektivní parazitní nulu RHP a záporná @ 2 na výstupu LHE transconductor, dna způsobuje konečný stejnosměrný zisk v reálných integrátorech ve filtru Kromě toho parazitní póly a nuly v přenosové funkci integrátoru spolu s konečným Apc generovat odchylky fázové odezvy integrátoru invertoru od -t/2 a filtrovat Zejména odchylky kolem přenosu filtru v závislosti na faktorech kvality filtru Atf celková frekvence filtru závisí těsně na tom, že jednotlivé integrátory ve filtru sledují ideální odezvu Filtr zůstává velmi blízko ideální, pokud je fáze integrátoru na svém jednotkovém zisku frekvence (uální na svou ideální hodnotu -/2; velikost, o kterou se fáze u o odchyluje od této veličiny, se bude nazývat A(Gx)p(a,)△o(an)=tan1|přidaná fáze integrátor vytváří zpoždění(o> 0, RHP-nula) nebo vedoucí (@2<0, LHP-nula) fázové chyby Tato hodnota Aop(o) závisí na specifikacích pro vysokofrekvenční vodič Intr lze modelovat pomocí frekvenčně závislého integrátoru Qint(Nauta, 1993), dochází k závěru, že vysoký faktor kvality filtru andte silně omezuje fázovou chybu integrátorů, tj. Q strategie designu a programovatelnost Perforaci filtru dominuje výkon specifikací transince, specifikace filtru (dynamický rozsah, dělení a oblast čipu) závisí na vlastnostech (Q, úroveň mezní frekvence), ale také na transkonu (ADcωužitečné při studiu vysokých -výkonový transvodič to jsou specifikace, aby se získal správný návrh pro tyto VHF filtry3 Plně vyvážený pseudo-diferenciální transconductor celV této části je vývoj plně vyvážené aplikace charakterizované loupply šumem a VHf potenciálem Obr. 3 ukazuje koncepční schéma Zeleova vyvážená transkonduktanční buňka uspořádaná pro použití integrátoru v proudovém režimu Obr. 3 Koncepční schéma kompletního plně vyváženého transkonduktoru v proudovém režimu Abychom porozuměli základní operaci, analyzujeme jednoduchý model prvního řádu navrženého, přičemž každou jednotkovou buňku považujeme za jednoduchý tranzistor, tj. jednotlivé stupně, jak je znázorněno na Obr 4 Za těchto podmínek poskytuje analýza malého signálu tlak pro diferenciální zesílení transkonduktance integrace i-buňky a go je součet výstupních vodivostí gasi na vstupním uzlu transvodiče stai Analýzou tohoto výrazu a zvážením aproximace prvního řádu tj. při zanedbání efektů gds každého tranzistoru je dosaženo nekonečného stejnosměrného zesílení, pokud je dosaženo dokonalé shody mezi gml a gm2, takže &gm"gml-gm20 Nicméně efekt výstupu Pokroky v technologiích polovodičových obvodů Vodivosti se nelze vyhnout a implementace záporného odporu (topologie ogm<0 poskytuje možnost, že vytvořením &gm+go-0, pak Apd-o0, v praxi nesoulad mezi tranzistory omezuje diferenciál zisk až o 55 dB Dalším ekvivalentním způsobem analýzy tohoto vylepšení je uvažovat vstupní odpor transvodičového článku v diferenciálním režimu. Výsledkem je, že toto schéma ukazuje základní pseudodiferenciální strukturu získanou se dvěma duálními transvodičovými články (gm), což vede k integrace proudu prostřednictvím vstupní kapacity Cl Díky dodatečnému zápornému odporu zobrazenému šedě na obrázku je stejnosměrné zesílení zvýšeno poskytnutím pozitivní zpětné kompenzace pro signálový proud a zvýšením vstupního odporu transconductorbe menší než jedna, aby byla zaručena stabilita v konfiguracích s uzavřenou smyčkou , je omezeno poměry zařízení na stabilní hodnotu přes alfrekvence (Eq 6) Stabilita v běžném režimu je zajištěna návrhem (gm1+gm2)/gm>1Analýzu chování v běžném režimu lze také provést výpočtem vstupního odporu v běžném režimu2(8poskytuje přirozeně vysoký diferenciální zisk a nízký zisk v běžném režimu pro tegrátor, což zlepšuje tyto limity spojené se skutečnou strukturou integrátoru V důsledku toho bude základní činnost transvodiče nejlépe pochopena vysvětlením, že nejprve je zapojeno řízení režimu a obvody stejnosměrného zesílení a potom, že lineární převodní mechanismus v-i se vyskytuje v zesílení základního proudového integrátoru je nezávislá na dodávce aproximace prvního řádu Při použití plně diferenčních proudových topologií je malý zbývající šum napájecího průchodu společný pro obě strany signálu a nemá tedy žádný přímý účinek, s výjimkou náhodného nesouladu zařízení. Proto má integrátor goNesoulad zařízení lze minimalizovat pomocí pečlivé rozvržení a techniky pro přibližně 0 1-1 ly aplikací (Croon et al, 2002; Otinansistory (bez vnitřních uzlů), vede ke správné frekvenční odezvě, protože pouze vstupy a výstupy k a nebo nulám prvního řádu existují v diferenciální střídavá odezva základního integrátorového obvodu Oba diferenciální zisky lze nezávisle nastavit různými hodnotami gmt a gm2 Ideální funkce integrátoru je výsledkem nastavení &gm+go=0 a fázové chyby na jednotce vypočtené Δ≈tan8 fn tos secimelogies pro strategie vAFApplicatin a programovatelnost4 Abych to shrnul, nekonečnou diferenciální vstupní impedanci lze získat, pokud je 8gm+go-0 při maximalizaci diferenciálu dc-gigmi+gm2) V důsledku toho je třeba mít na paměti důležitý koncept společného režimu CMRR: protože stejnosměrný zisk závisí na strukturované nestabilitě, pokud se tato veličina stane zápornou (celková záporná vstupní vodivost) v důsledku kompenzace malého signálového modelu topologie transvodičů (obr. 4), potřeby předávání cesty střídavého proudu z brány (vstupu) )do odtoku (výstupu), přes překrytí s ohledem na stupně tvořící negativní odpor, , 2001), technika posunování induktoru (Mohan et al, 2000), technika kapacitní techniky zesílení (Ahn et al 2002) a technika aktivního induktoru (Sackinger et 000) Všechny mají výhody nízkonapěťové kompatibility a nízké plocha; v této práci se však uvažuje o použití kaskádových struktur spolu s diferenciálními systémy, které umožňují techniku rušení Ce, ueedbackpositiyTyto dummat tranzistory Ce caof používané v křížové vazbě, aby neutralizovaly zpětnovazební činnost těchto mileopatických znamének, čímž se rozšiřuje šířka pásma transconductor At theacitor C zruší Millerův jev a díky snížení dopředného efektu se získá hodně efektivní kapacita, která je přesně stejná jako ta, která protéká Millerovou kapacitou Cgd, a v důsledku toho je třmen neutralizačního kondenzátoru přesně pozoruhodný. -závislá a kompenzační práce s malými signály V případě nesouladu mezi Cgd a Ce parazitní nulaause malá fázeTo však není úplný příběh vysokofrekvenčního chování transvodičové buňky Kromě toho vysokofrekvenční modely tranzistoru MOS ukazují, že gm je není nezávislý na frekvenci, ale má konečné zpoždění gm(s) Pokroky v technologiích polovodičových obvodůObr. 5 Zrušení trargm/Csd a neutralizace Millerova jevu: Technika CeIncellation je vypnuta při velmi vysokých frekvencích I když frekvence, při které se tento posun od tohoto efektu odvíjí, se může stát signifikantní mnohem nižší frekvence, protože nejaktivnější filtry jsou velmi citlivé na malé změny fáze, aby se tento efekt projevil intPrvním způsobem, jak tyto efekty minimalizovat, je eliminovat vnitřní nedesign je-impedanční uzly Tento postup lze provést impedančním uzlem, tzn. , k bodu nízkého zisku tranzistoru cascode. Proto bylo stejnosměrné zesílení integrátoru vylepšeno touto topologií transvodiče a udržováním zisku v součinném režimu nižším než jednota. byl redukován použitím Ce-kondenzátoru, který také omezí úbytky spojené s vnitřními uzly jiných technologií tím, že se vyhne vnitřním vysokoimpedančním uzlům v signálu. Výsledkem je, že nízkonapěťový transvodič s vysokou linearitou a velmi vysokou provozní frekvenční účinností byl použit cascode stupně namísto faktoru jednoduchosti integrátoru se očekává kvůli vyššímu diferenciálnímu stejnosměrnému zesílení (Abidi, 1988) Obvody Basicascode vyžadují vysoká napájecí napětí, aby fungovaly kvůli velkým napětím. Existují však variace cascoique, které lze použít pomocí kaskádového kódu (Hs) Stádium složeného kaskádového kódu (FC) (Baker a kol., 1998; Sansen a kol., 1999: Sedra a kol., 2004) T-články nahrazující je jsou znázorněny na obr. 6. Na obr. esign Strategie a programovatelnosta)b)Obr. 6 Jednotková transkonduktanční buňka: (a) topologie s vysokým výkyvem (HS) a (b) složeným kaskádovým kódem (FC) Obr. popsal pomocí rychlého cascode jelena (Baker et al, 1998; Sanet al, 2004) Jak je znázorněno na odpovídající jednotkové buňce HS (Obr. 6(a)) implementované pomocí kaskádových prvků s vysokým výkyvem. Svorky substrátu tranzistorů nmos připojené k referenčnímu napětí jako obvykle a svorky tranzistorů PMOS jsou připojeny k uzlu každého tranzistoru. prvků high-swing cascode nabízí stejně vysokou přesnost jako použití základních kaskádových kódů pro implementaci každé základní buňky transkondiče, ale kvůli mírně odlišnému zapojení mezi tranzistory potřebuje nižší napájecí napětí a má menší vnitřní parazitní odezvu integrátoru Hlavní nevýhoda vylepšeného topologie cascode je taková, že kvůli omezením zkreslení musí být napětí hradlového zdroje udržováno malé, což má za následek větší zařízení pro úroveň předpětí. jsou připojeny k referenčnímu napětí jako obvykle a napětí tranzistorů PMOS, a to jak těch, které se používají k implementaci proudových zdrojů IBIA, tak těch, které implementují tranzistory mpFlPoužití složených kaskádových prvků vykazuje podstatné zlepšení kvůli zvýšenému odběrovému napětí tranzistorů za cenu nákladů a předpětí. Další významnou výhodou použití těchto prvků, které se vyhýbají omezením předpětí souvisejícím se strukturou kaskádového kódu s vysokým výkyvem, se vyhneme potřebě udržovat nízké napětí hradlového zdroje, což má za následek menší a jednodušší zařízení s úrovní předpětí, nižším napájecím napětím a většími jednotný zisk frekvencí Pokroky v technologiích polovodičových obvodůsloas上Obr. 7 Plně vyvážený pseudodiferenciální článek v proudovém režimu, založený na (a) vysokokyvném vodiči33 Genn, aby se zjednodušila analýza despologie Za předpokladu ideálního chování integrátoru je vyvážený vstupní proud Cl Diodově zapojený adekvátně biasální proud tekoucí do Mia a zesilující inp. (Nauta, 1993), za účelem získání přiměřeně vysokých hodnot stejnosměrného zesílení, transcendzesílení by mohlo být nekonečno úpravou ekvivalentního záporného odporu, ale v praxi nesoulad omezuje stejnosměrné zesílení asi o 40 dB v podmínkách jednoduchého tranzistorového předpětí pomocí mearmismatchingu citlivý design Mezi strukturou kaskádového kódu hs a fc je výstupní odpor přímo řízen díky skutečnému výstupu kaskády vykazovanému transvodičem Hs. Proto je kompenzace pozitivní zpětné vazby nezbytná pro zvýšení diferenciálního odporu nebo zvýšení stejnosměrného zisku. Na druhé straně výstupní uzel pro transkonduenodu FC a zápory nutné k získání skutečného zesílení V tomto přístupu je nezbytná pozitivní zpětná vazba pro signální křídlo do M3,6, což zvyšuje odpor integrátoru a